细说差分信号

一、单端信号与差分信号：

1.1、单端信号与差分信号：

单端信号是使用一根信号线传输的，参考点选择地平面的信号。也就是说，单端信号是在一根导线上传输的与地平面之间的电位差。这就要求信号从源端传递到接收端，源端与接收端的参考地电位要基本相同。

差分信号是使用两根线传输的信号，一根线传输正极性信号，一根线传输负极性信号，在接收端通过比较正负信号的差值，来判断识别信号。这样做的好处是，即使信号源端与接收源参考地电位不相同，接收端也能够正确的识别信号。

1.2、传输上的差别：

单端信号是以参考地平面为基准的，当参考地平面流过直流信号时，从源端到接收端的参考地平面之间几乎没有电位差；当流过交流信号、大电流信号，尤其是高频信号时，从源端到接收端参考地平面之间因为寄生电感的存在，就会产生电位差，电位差的大小受信号工作频率高低，上升沿/下降沿斜率、工作电流大小、参考地平面寄生电感大小影响。

虽然差分信号两根信号都是参考地平面的，地平面浮动时，两根信号同时浮动（理想情况下），两根信号之间的差值几乎不变，而接收端是识别两个信号之间的差值。故差分信号传输对参考地平面的要求相比于单端信号要低很多。

信号在传输过程中，穿过某个信号的磁场范围内时就会在上面产生感应电动势，对于单端信号产生的感应电动势直接叠加到信号上，而对于差分信号而言，因为两根线产生的感应电压相同，两者差值为零，不会对有用信号产生任何影响。这是为什么差分信号比单端信号抗干扰能力更强的秘密所在。

二、差分信号的优缺点：

2.1、差分信号的优缺点：

差分信号的优点是：差分信号接收端是通过识别两个信号之间的差值来做信号判断，所以基准地电位的精确性对差分信号影响较小。差分信号第二个好处是抗干扰能力较强，

本身的EMI辐射也较小。差分信号第三个好处是在一个单电源系统里，能够从容精确地

处理〝双极〞信号。

2.2、差分信号的缺点：

差分信号要求两个信号振幅相等，相位相差180度，极性相反，两根线等长。接收端是比较两个信号差值，所以相位、时延对差分信号就显得非常重要了，而单端信号就不存在此问题。

三、差分信号设计规则：

3.1、紧耦原则：

当紧密耦合时，由于两根线电流大小相等，极性相反；对应产生的磁场大小也相等，极性也同样相反，彼此互相抵消。紧密耦合另一个好处是，感应在两根线的外部噪声电压均以等量的共模噪声形式出现，在接收端只对差模信号敏感，而对共模信号不敏感，因此接收端抑制了共模噪声。

3.2、等长等距原则：

差分信号对应保持电气长度相等，两个线迹间距在整个线迹长度上保持一致。间距的变化会引起磁场耦合的不平衡，从而降低磁场消除的效果。除了更大的EMI外，布线间距的变化也会引起信号阻抗变化，从而造成阻抗的不连续，造成破坏信号完整性的信号反射。

相同的电气长度布线，可以确保信号在相同的时间到达接收端。对于相同长度的差分信号而言，两个信号相等且极性相反，因此它们的和则必为零。如果线迹电气长度不同，那么较短线迹上的信号就会比较长线迹上的信号较早地改变状态。严重的情况下，两个线迹在某点则会出现驱动电流相同的情况。 当两个信号相加时，该总信号在过渡从零电平转移。高频条件下，这对差分信号通过参考地平面回流到源端，形成环路天线向外辐射。

3.3、阻抗受控原则：

差分信号阻抗由信号对线迹的物理几何、它们同邻近参考层的关系，以及PCB电介质决定，这些几何形状必须在整个线迹长度保持一致。非连续性就是信号路径中差分信号的阻抗偏离于其标准值（100±15%），非连续性可以引起由阻抗不匹配带来的信号反射，进而破坏信号完整性。

3.4、回流路径完整原则：

对于高频电路，在相邻层提供相对完整的参考平面，能够为返回电流提供最小的阻抗路径，使信号产生的磁场与返回电流产生的磁场互相抵消，使EMI最小化。跨分隔会导致信号回流路径面积失控，信号产生的磁场与返回电流产生的磁场不能有效抵消，EMI辐射

较差。由于差分信号对本身的差模环路不同，感应的噪声大小也不同，共模噪声在接收端不能有效消除，从而导致信号本身性能指标变差。

四、差分信号回流路径深入分析：

4.1、差分信号回流路径分析：

差分信号回流路径错误认知：

大部分电子工程师认为差分信号抗干扰能力强、空间辐射小的主要原因，是因为差分信号从正极信号经传输线到负载端，再经负极信号返回到源端。差分信号电流在一个闭合的环路内流动，正负信号幅度相等，方向相反，产生的磁场彼此互相抵消，差分信号返回电流没有经过参考地平面流回源端。

理想状态下差分信号返回路径分析：

实际上差分信号电流返回路径同单端信号相同，即D＋信号电流从源端经传输线到负载端，再经参考平面返回到源端；而D-信号电流从负载端经传输线到达源端，再经参考平面返回到负载端。

理想状态情况下，由于差分信号的电流大小相等，极性相反，产生的磁场互相抵消；返回电流大小相等，极性相反，产生的磁场也互相抵消，故差分信号空间辐射极小。

当高频状态下源端与接收端参考地电位不相等时，接收端正负差分信号相对于参考地平面电位同步抬升或者跌落，而两者之间差值保持不变，对于接收端信号识别无影响；同理当差分信号处于磁场中时，两根线产生的感应电压大小相等，差分信号之间的差值仍然保持不变，同样对信号的传输结果无影响，故差分信号抗干扰能力较强。

4.2、差分信号返回路径的两种设计形式

多层板差分信号回流路径设计：

多层板设计时差分信号通常会选择紧邻的完整地（电源）平面作为电流返回路径，使其环路面积最小，信号电流与返回电流产生的磁场互相抵消，空间辐射最小。

双层板差分信号回流路径设计：

双层板由于PCB布线密度的问题，几乎很难完全做到单层布线，另一层做完整参考平面的设计方式。通常会选择差分信号两侧包地作为差分信号的电流返回路径，信号电流与返回电流产生的磁场大部分互相抵消，空间辐射也较小。

顶层布线，底层做参考平面的方式：

顶层布线，底层做参考平面的布线方式，乍一看同多层板设计方式相同，实际上却存在很大差异。具体设计要求是：差分信号从源端到接收端全部在顶层完成PCB布线，而整个差分信号顶层布线轨迹对应的底层要保持参考地平面相对完整，为差分信号提供低阻抗的回流路径。

设计难点：

对于双层板要保持差分信号不换层是可以做到的，但是要保持整个差分信号轨迹对应的底层参考地平面完整就十分困难，尤其还需要在保持产品成本优势、通用性的条件下。

对于双层板要使差分信号选择底层地平面作回流路径，则必须保证差分信号顶层布线与两侧包地距离小于顶底层之间的板厚，否则差分信号回流路径就有可能选择两侧包地。

差分信号底层参考地保持完整的情况下，还需要保证底层参考地平面与源端、接收端之间参考地连接完整及低阻抗，尤其对于BGA封装的器件设计挑战性更大。

顶底层交叉布线，两侧包地线做参考平面的方式：

由于成本与性能之间的平衡关系，两层板通常会采用顶底层交叉布线，两侧包地线做参考平面的方式。这种设计方式往往会带来参考地平面换层，甚至出现参考地平面与差分信号同时换层的情况。此种设计方式需要重点管控参考地平面的完整性，两侧包地线与底层参考地平面之间的等电位问题，跨分隔的处理也是难点。

设计难点：

差分信号线两侧包地线，从源端到接收端保持完整，使返回路径产生的磁场大部分能够互相抵消，使辐射最小化。

差分信号换层时，两侧包地线也存在换层的情况，差分信号换层过孔两侧要伴随地线换层过孔，使信号回流路径同步换层，使辐射最小化。

差分信号本身不需要换层，而由于结构布局布线、芯片PIN排布原因，两侧包地线需要换层，换层地线需要选择最小面积路径回流到主芯片。

差分信号两侧包地线与系统参考地平面之间，需要通过地过孔连接，形成等电位体，地线过孔的排布、个数需要引起特别重视。

差分信号对本身的长度差，两侧包地线的长度差是磁场互相抵消的重要因素，应尽可能保持两者之间最小的长度差。

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https://www.dianyuan.com/eestar/article-8365.html

3.3V和5V串口通信电平转换电路

3.3V单片机和5V单片机通信的思路

3.3V单片机通信方向5V单片机发送逻辑1（对应电压3.3V）→接受逻辑1（对应电压5V）发送逻辑0（对应电压0V）→接受逻辑0（对应电压0V）接受逻辑1（对应电压3.3V）←发送逻辑1（对应电压5V）接受逻辑0（对应电压0V）←发送逻辑0（对应电压0V）

MOS管转换电路

工作原理：

1、当3V3单片机发送逻辑1，即3V3_TX=3.3V，Ugs=0V，MOS管截止，5V_RX通过R2上拉到+5V，5V_RX=5V；

2、当3V3单片机发送逻辑0，即3V3_TX=0V，Ugs=3V，MOS管导通，5V_RX会被拉低，5V_RX=0V；

3V3_TX发送给5V_RX

那有人说了，5V的数据怎么发送给3V3单片机呢？是不是将信号方向及电源更换即可，我们来看一下。

工作原理：

1、当5V单片机发送逻辑1，即5V_TX=5V，Ugs=0V，MOS管截止，3V3_RX通过R1上拉到3V3，3V3_RX=3.3V；

2、当5V单片机发送逻辑0，即5V_TX=0V，Ugs=5V，MOS管导通，3V3_RX被拉低，所以3V3_RX=0；

以上分析似乎合情合理，其实如下电路不可用，上面的第2点其实是没有问题的，主要是第1点，当MOS管截止时，5V_TX的5V电压会经过MOS管的体二极管到达3V3_RX，使3V3_RX的电压高于3.3V（4V多，取决于体二极管的导通压降）。这样的话，一方面4V多的电压与3.3V有压差，经过R1电阻会有耗电；另一方面，4V多的电压也可能损坏3.3V单片机的RX管脚。

此电路不可用

利用仿真软件仿真，可以看到MOS管截止时，输出是4.44V，明显高于3.3V，验证了上述的观点。

仿真上述不可用电路

那如何设计5V发送到3.3V单片机呢？其实也简单，两个器件搞定，如下是电路图。

1、5V_TX=5V时，二极管D1截止，3V3_RX=3.3V；

2、5V_TX=0V时，二极管D1导通，3V3_RX≈0.6V；实际3V3_RX是多少，取决于D1的正向导通压降，因为要得到更低的电压，一般D1选择肖特基二极管，肖特基优点就是导通压降小。

5V_TX发送给3V3_RX

三极管转换电路

工作原理：

1、当3V3单片机发送逻辑1，即3V3_TX=3.3V，NPN三极管截止，5V_RX通过R2上拉到+5V，5V_RX=5V；

2、当3V3单片机发送逻辑0，即3V3_TX=0V，NPN三极管导通，5V_RX会被拉低，所以5V_RX=0V；

3V3_TX发送给5V_RX

利用三极管，5V单片机发送给3.3V单片机，是不是电源和信号互换就可以，和MOS管电路一样，如下电路同样不能用。

原因是当5V_TX为5V时，发射极反偏，但是5V通过电阻R1由三极管的基极到达三极管的集电极，造成集电极正偏，和MOS管电路一样，使3V3_RX电压高于3.3V（4V多），大家可以仿真一下，这里我就不仿真了。

此电路不可用

如下，给出了5V单片机向3.3V单片机发送的电路图，用两个NPN三极管搭建。

工作原理：

1、当5V单片机发送逻辑1，即5V_TX=5V，Q1导通，Q2的基极被拉低，Q2截止，所以3V3_RX=3.3V；

2、当5V单片机发送逻辑0，即5V_TX=0V，Q1截止，Q2导通，所以3V3_RX=0V；

5V_TX发送给3V3_RX

可以看到，我并没有画两个NMOS管搭建5V单片机向3.3V单片机发送的电路，其实将上图中的三极管换成NMOS管，就能实现，在实际的电路设计中，为减少成本，应尽量考虑用较少的器件搭电路，所以一般就用二极管方案。

今天的文章到这里就结束了。

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https://www.dianyuan.com/eestar/article-8418.html

进来一起调试温控仪表！

最近拿到客户买的一个温控仪表，让我编个软件，读取一下这个仪表的实时温度数据，今天我们就从0到1，看看如何来实现这个功能的？

基本功能

拿到一个新的模块，首先我们要看的就是它的官方资料，本模块自带一个使用说明书，我们先对其整体进行一个大致的了解吧。

型号定义

首先我们看一下这个模块使用说明的手册中，它的型号定义由以下9部分组成：

具体的型号在模块的外壳上有具体标识：

两者对应一下，我们可以得出：

① AI-标识仪表的型号，由此可以得出此模块的型号是AI-756P；

② SIZE，标识仪表面板的尺寸规格，A 对应的面板规格为96x96mm；

③ MIO，表示仪表辅助输入（MIO）安装的模块规格：可安装I4、K3、V等模块，N表示没有安装；

④ OUTP，仪表主输出安装的模块规格；

⑤ ALM，仪表报警安装的规格说明；

⑥ AUX，仪表辅助输出安装的模块规格；

⑦ COM，仪表通讯安装的模块规格；

⑧ POWER，仪表供电电源，此处没标，表示使用的100~240VAC电源；

⑨ 表示仪表扩充的分度表规格，如果没有，则不写。

接线方法

因为我们最终目标是读取仪表的实时温度，所以我们要了解一下如何与仪表进行数据通讯。

首先我们使用USB转485线与上图COMM口的③④位置相连，A对A，B对B。

① ② 位置接220V电源供电。

⑱⑲⑳位置接一个Pt100用于测试使用。

通信协议

这个仪表支持两种通信协议，一个是自己公司的通讯协议AIBUS，一个是兼容的Modbus协议。

自定义AIBUS通信协议

发送指令

读：地址代号+52H（82）+要读的参数代号+00+00+校验码

写：地址代号+43H（67）+要写的参数代号+写入数低字节+写入数高字节+校验码

说明：

（1）地址代号：两个相同的字节，数值为（仪表地址+80H）

例如：仪表地址为10（16进制数表示为0AH，0A+80H=8AH），所以该仪表的地址代号为：8AH 8AH。

（2）参数代号：相当于命令类型，由一个字节表示

（3）校验码

读指令校验码：参数代号*256+82+ADDR

写指令校验码：参数代号*256+67+写入的参数值+ADDR

求得的和与0xFFFF取余数，余数为2个字节，低字节在前，高字节在后。

测试指令：81 81 52 00 00 00 53 00

返回数据

无论读还是写，仪表都返回以下10个字节数据：

测量值 PV+给定值 SV+输出值 MV 及报警状态+所读/写参数值+校验

说明：

（1） PV、SV及读取的参数值均各占2个字节，是一个16位有符号补码的整数，低位字节在前，高位字节在后。

（2） 返回校验码：为 PV+SV+（报警状态*256+MV）+参数值+ADDR 按整数加法相加后得到的余数。

注意：我手里的仪表型号为S7，经过咨询官方，此型号的模组不支持自定义的AIBUS协议。

MODBUS兼容通信协议

AI 仪表采用 RTU（二进制）模式， 波特率必须设置为 9600bit/S，无奇偶校验位，支持 03H（读参数及数据）及 06H（写单个参数）这两条指令。

读指令

读数据要求一次性读取4个字节数据，指令如下：

ADDR+03H+00+要读的参数代号+00+04+CRC 校验码

返回数据为：ADDR+03H+08H+测量值 PV 高位+测量值 PV 低位+给定值 SV 高位+SV 低位+报警状态+输出值 MV+所读参数值高位+所读参数值低位+CRC 校验码低位+CRC 校验码高位

例如可以发送：01 03 00 01 00 04 15 C9

写指令

写单个参数指令为：ADDR+06H+00+要写的参数代号+要写入的数据高位+要写入数据低位+CRC 校验码

注意：仪表默认地址为0x01。

代码实现

我们之前分享过基于Qt开发的Modbus程序，我们今天就在之前的代码基础上完成此次测试。

首先公众号后台回复：Qt-Modbus 获取基础源码，然后我们将界面重新布局为如下效果：

这个程序是在串口事件中接收并处理数据，有时会出现串口数据分包的情况。

一帧数据接收不完整，我们就没办法直接对接收到的数据进行解析，今天我们对程序进行一下优化。

我们仿照之前分享的STM32进行串口数据接收的方法——定时器法，当串口事件响应时，我们启动一个短时间的定时器，因为一帧数据包内的数据，即使分包了，那么包与包之间的时间间隔也很短，所以，在串口事件中，我们启动定时器，相当于让定时器重新计时，这样，当不能再接收到数据时，那么定时器的超时事件就会发生，我们在定时器超时的函数中，对接收的数据进行解析，这样就能够避免分包导致的数据不完整，具体实现如下：

连接信号槽

我们在打开串口的事件函数中，定义一个串口接收事件的函数和一个定时器事件函数

查看原文：
https://www.dianyuan.com/eestar/article-8396.html

反激拓扑4—伏秒平衡

在讲伏秒平衡原理之前，我们先来看一下一个电感在开关电源电路中想要稳定工作的前提条件。在一个周期内，电感电流上升值与电感电流下降值要相等，通过下图中电感磁链随着电流的变化可以清楚的看出，每一个周期结束时，电感的磁链会恢复到起始的水平，即电感的充磁与去磁。

假设每个周期内电感电流的上升值与下降值不相等，我们看一下会出现什么情况。示意图中可以看出，假设一个周期内电感电流的增加量IB-IA大于电感电流的减少量IB-IC，则电感的磁链无法充分的去磁，使其能量恢复到初始值，即第二个周期开始时的磁链大于第一个周期开始时的磁链

如果保持占空比D和周期T不变的情况下，电感的能量会逐渐累积，直到某一时刻，达到磁芯饱和，电感量快速减小，电流陡增，触发过流保护，如此往复。

根据上述分析，电感稳定工作的前提：

根据电感电压方程

即：

伏秒平衡也称为伏秒积平衡，顾名思义，伏秒积是电压和时间的乘积。在电力电子领域，通常用于表示一个电感绕组两端电压V与开关开通或者关断时间T的乘积。伏秒平衡原理：处于稳定状态的电感，开关导通时间（电流上升阶段）的伏秒积与开关关断（电流下降阶段）时间的伏秒积在数值上相等。

查看原文：
https://www.dianyuan.com/eestar/article-8470.html

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